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RE:パワーアンプの抵抗の件

 投稿者:rosso  投稿日:2017年 2月 7日(火)23時24分20秒
   ぺるけさん、今晩は。

 詳細な説明を有り難うございます。

 せっかく提示して頂いたデータをよく読まないと
いけないと反省したところです。

 これで爆睡できます。ありがとうございました。
 

RE:パワーアンプの抵抗の件

 投稿者:ぺるけ  投稿日:2017年 2月 7日(火)21時59分28秒
編集済
  ここにある以下のグラフはご覧になりましたか。
http://www.op316.com/tubes/lpcd/trans-dac.htm

トランスの2次側に13kΩをつけた場合、トランスからみた負荷が9kΩ~11kΩの間になるのは、並列負荷になる後続の入力インピーダンスが30kΩ~70kΩあたりと読めます。



それから、これも。
http://www.op316.com/tubes/pre/passive-pre.htm

120kΩをつけたトランジスタ式ミニワッターの入力インピーダンスは、120k//560k=99k(約100k)です。
50kΩVRを使ったパッシブ・コントローラに100kΩをぶら下げた時の入力インピーダンスはこうなりますね。



どれくらいまででよしとするか、どれくらい追い込まないと嫌なのか、それはご自身で決めてください。



 

パワーアンプの抵抗の件

 投稿者:rosso  投稿日:2017年 2月 7日(火)12時49分59秒
   ペルケさん、こんにちは。

 初歩的な質問です。

 良いタイミングで記事がアップされたので、懸案だったトランス式AKI.
DAC搭載のラインセレクタを作製する予定です。(記事のアップありがとう
ございます。助かります。)

 そのセレクタの先には、既存のトランジスターミニワッターP5-19Vの
ボリュームを外してパワーアンプとして繋ぐ予定です。

 ラインセレクタにボリュームが付いているのでそのまま接続と思っていま
したが、作例では120kΩの抵抗を付けられています。

 それだとAKI.DACの負荷が重くなるような気がして、そこの所が分か
らず夜も眠れません。

 快眠のためにご教示お願い出来ればと思います。

 
 

機材・部品の無料放出(第3回)

 投稿者:UX生  投稿日:2017年 2月 7日(火)11時53分53秒
  皆様こんにちは。

寄る年波には勝てず、少しずつ機材・部品類の「断捨離」を進行中です。
大したものはありませんが、捨てるには忍びないので、希望者に無料で差し上げます。

詳細は拙 Home Page(下記)の「断捨離 機材・部品の無料放出品コーナー」を御覧下さい。

掲載をOKして下さったぺるけさんに深謝いたします。

http://web1.kcn.jp/tube/

 

業務連絡

 投稿者:kid  投稿日:2017年 2月 6日(月)15時17分50秒
   お返事ありがとうございます。
部品表を Kingsoft Writer にコピーしてコメントを追加し、それをメールに張り付けました。
これがいけなかったのでしょうか?。
お手数お掛けして申し訳有りませんでした。

http://www.eonet.ne.jp/~ja3dik-home/

 

RE:業務連絡

 投稿者:ぺるけ  投稿日:2017年 2月 6日(月)13時02分34秒
編集済
  ご連絡ありがとうございます。
gmailの自動判定で迷惑メール側に分類されていました。
たまに起きることなので1~2週間に1回くらいはチェックしていますが、ちょうどタイミングがはずれたんですね。

もしかして、Excelか何かの表を貼っていませんか?
部品リスト部分をコピーしたらテキストが壊れました。
データ中にタブや改行コードが多量に含まれています。
テキスト以外のものが含まれているとシステムが危険メールだと判定して排除します。

ご希望部品は本日発送します。
 

業務連絡

 投稿者:kid  投稿日:2017年 2月 6日(月)11時25分55秒
   お世話になります。
1月30日9:59に件名”部品頒布依頼20170130”にて”トランジスタ式ミニワッターPart5(19V版)新規作成用の部品”をメールさせて頂きました者です。
1週間お持ちしましたが、連絡がございませんので、メールが届いていないのかもと思っています。偶に行方不明になることが有りました。
もし、届いていなければ別のアドレスでお送りしたいと思います。
お忙しいところ大変申し訳有りませんがよろしくお願いいたします。
又、行き違いの節はお許しください。
失礼します。

http://www.eonet.ne.jp/~ja3dik-home/

 

RE:ミニワッター パワトラについて

 投稿者:ぺるけ  投稿日:2017年 2月 1日(水)14時44分57秒
編集済
  無負荷の状態で1次側にAC100Vをかけ、2次側に何V出てくるかで大体見当がつきます。
私の経験則(拙著、情熱の真空管アンプに詳しく書いてあります)ですが、電源トランスから定格一杯の電流を取り出し時の整流出力電圧は、無負荷の時の電圧の1.2倍程度です。
ラジオ用ということは40mAというのはおそらくDC40mAだと思うので、24mAを取り出すと電圧は高めになります。

かりに、無負荷で高めの265Vが出たとします。
24mAを取り出した時の電圧は、265V×1.3倍くらいの345Vあたりでは。

古いラジオの電源トランスは、260Vと書いてあっても無負荷で250V以下のものもあります。
電源トランスの電圧表記基準は製造者ごとにまちまちなのであてになりません。

 

RE:ミニワッター パワトラについて

 投稿者:けんちゃん  投稿日:2017年 2月 1日(水)08時37分13秒
  ぺるけ 様

早速のご回答ありがとうございます。
パワトラ、電源トランスの事です。
わかりづらく申し訳ありません。以後気を付けたいと思います。

参考抵抗値など詳しく教えて頂き大変参考になります。

時間をみて挑戦したいと思います。

また分からない点がありましたらその際はよろしくお願いいたします。
 

RE:ミニワッター パワトラについて

 投稿者:ぺるけ  投稿日:2017年 1月31日(火)21時59分3秒
編集済
  一瞬、パワートランジスタかと思いました。
パワトラとはパワートランス(電源トランス)のことですね。
技術用語は変な省略すると誤解を招くので、常に省略しないで丁寧に書くことをおすすめします。

本題。
260Vの電源トランスを整流して定格くらいの電流を取り出すと1.1~1.3倍の整流出力電圧になるのが普通ですから、260V×(1.1~1.25)=290V~325Vが出てくるだろうと思います。これを当初の設計値に合わせて216Vまで落とすとするとその差は74V~109Vです。
6DJ8シングルの消費電流の合計は24mA程度なので、ロスとして熱になる電力は、(74V~109V)×24mA=1.8W~2.6Wです。これは10Wのセメント抵抗が80~100℃くらいになる電力です。
電圧調整は、抵抗で落とさずにMOS-FETの分圧抵抗だけでも可能ですが、MOS-FETに1.8W~2.6Wを食わせることになり大きめの放熱器が必要です。

抵抗を追加しての電圧ドロップを併用して整流出力を記事の通りの260Vまで落とすならば、(290V~325V)-260V=30V~85Vなので、これを24mAで割ると、1.2k/3W~3.6k/8Wになります。

電源トランス→整流ダイオード→コンデンサ→ドロップ抵抗(1.2k/3W~3.6k/8W)→MOSFET回路

以下のように抵抗を入れる場所を変えるとより効果的に電圧を下げることができます。いずれにしても、どれくらいの抵抗値がいいのかはトランスから出てくる電圧次第なので実験を繰り返すしかないでしょう。記入した抵抗値もきわめて大雑把な参考値にすぎません。

電源トランス→整流ダイオード→ドロップ抵抗(820Ω?/2W~2.7k?/5W)→コンデンサ→MOSFET回路

 

ミニワッター パワトラについて

 投稿者:けんちゃん  投稿日:2017年 1月31日(火)18時06分23秒
  皆様お世話になります。

シングルミニワッターに興味を持ちこちらの掲示板に書き込みさせていただきました。

作ろうと思っているのは、6DJ8シングルミニワッターです。

手持ちに昔のラジオの260V 40mAくらいのパワトラがあるのですが、抵抗で電圧を落として使う事は可能でしょうか。

唐突な質問で申し訳ないのですがアドバイス等頂けましたら幸いです。

よろしくお願いいたします。
 

RE:FET式平衡型差動プリアンプVersion2について質問です

 投稿者:れーぽん  投稿日:2017年 1月29日(日)23時55分27秒
編集済
  ぺるけ様、ご回答ありがとうございました。今回は選択肢1をもとに作業を進めることにします。選択肢2も含め、今後の製作をする上での考え方としてとても参考になりました。  

RE:FET式平衡型差動プリアンプVersion2について質問です

 投稿者:ぺるけ  投稿日:2017年 1月29日(日)22時35分30秒
編集済
  選択肢1:
アンプ部の電源電圧が設計値の16.5Vに近くなるように15Ωの値をかなり大きくする。
この方法が無難でしょう。
15Ωの値を大きくすると電源経由で生じる左右チャネル間クロストークが良くなります。
2SC2655の回路を変更して電源電圧を下げる方法もありますが、上記の方がメリットは大きいです。

選択肢2:
アンプ側を高い電源電圧に対応した回路定数に変更する。
初段・・・電源電圧の上昇に合わせてドレイン抵抗の値を大きくするか、ドレイン抵抗はそのままで定電流値を増やす。
エミッタフォロワ段・・・390Ωを470Ωあたりに変更するだけにとどめるか、390Ωのままで3W型に変更し、2SC1815はコレクタ損失がひとまわり大きい2SC2655あるいは2SC4408に変更する。
いずれにしても回路利得が高くなるので歪みは減るが高域特性が変わるので実機で測定しつつ位相補正のチューニングが必要。

 

FET式平衡型差動プリアンプVersion2について質問です

 投稿者:れーぽん  投稿日:2017年 1月29日(日)21時34分9秒
  電源は24V入力となっていますが、代わりに30V程度(32V出力のスイッチング電源でトリムで10%程度は出力電圧が可変できるもの。容量は1A)でも設計の範囲内で使用することはできますでしょうか。ただし、プリ内の電解コンデンサ等の耐圧は十分なものを使用する前提です。ご回答よろしくお願いします。  

皆様アドバイスありがとうございます

 投稿者:yoshidano2001  投稿日:2017年 1月22日(日)11時01分45秒
編集済
  善本様
アドバイスありがとうございます。

クロストークの原因も「電気の3悪人」の

■静電結合(いわゆるC結)
■電磁結合(いわゆるM結)
■共通インピーダンス(いわゆるアース問題などの多く)

だと思ってますがこの場合グラフから高い周波数ほど6dB/oct.で結合が大きくなっているようなのでC結が一番大きな要因と思っています。
したがって善本様からいただいたアイデアも真ん中にGを通すことで

1 静電シールド(遮蔽)の役目
2 Cは距離に反比例しますのでLRの距離が倍になることでCが半分になり結合が少なくなる。

以上のように思います。
ただしわれわれはこの3悪人を利用して回路を作っているので文句も言えない立場ですね。(笑)
 

RE:初めて書き込みさせていただきます

 投稿者:善本  投稿日:2017年 1月22日(日)09時27分47秒
  線間容量だけでは決まらず、各線の配置により大きく結果が異なります。
例えばフラットケーブルを用いてRGLと割り当てればクロストークは小さく
逆にGLRと割り当てればクロストークは大きくなります。
私はシールド線が面倒な時に各線の配置が固定(規制)できるフラットケーブルを使います。

http://softone.a.la9.jp/

 

真摯にお答えいただいて感激です

 投稿者:yoshidano2001  投稿日:2017年 1月21日(土)17時46分25秒
  ぺるけ様
再測定のお手数をおかけするなど申し訳ありませんでした。
真摯にお答えいただけうれしい限りでございます。

かつ様
そうですね。分布定数回路ですね。グラフは+6dB/oct.の傾きなので単純に
考えてしまいました。アドバイスいただいたように表皮効果など単純ではありませんね。
電力と電圧のdBはお察しのとおり間違えたようです。いつも計算は以下のURLを使わせて
いただきておりますので、入力欄を間違えたようです。ありがとうございました。
http://www.ookawa.com/soft/circuit/db/db.html
 

計算方法の問題

 投稿者:かつ  投稿日:2017年 1月21日(土)17時14分26秒
  yoshidano2001さんは、常用対数(log)をとってから10をかけたみたいですけど、電圧だから
20をかけないと。

リアクタンス分を抵抗と見做して集中定数にすれば誤差を生みますわね。
特に、この例の場合ですと、実際には分布定数回路ですから。

つまり、敢えて集中定数回路で書くと、こんな感じでしょう。

-L-+-L-+-L-+-L-+-L~~~~-L-+-L-
   |   |   |   |         |
   C   C   C   C  ~~~~~  C
   |  |   |   |         |
-L-+-L-+-L-+-L-+-L~~~~~  +-L-

正確には、線材の直流抵抗分とか、表皮効果による交流抵抗分もありますが、それは無視します。
なので、その計算は実は成り立たないでしょう。
 

データの取り直し

 投稿者:ぺるけ  投稿日:2017年 1月21日(土)17時09分30秒
編集済
  より正確な環境でデータを取り直しました。
前回の時よりも雑音環境は良くなり、ケーブルは密着度を高くしています。
LCRメータによるL~R間の容量の単純実測値は14pFです。
14pFで10kHzは1.14MΩですので、単純計算ですと12kΩ÷(1.14MΩ+12kΩ)=0.0104・・・-39dBとなります。

まず、yoshidano2001さんのデシベルの計算が間違っているのはもうおわかりだと思います。
ひとつ後にかつさんがか書かれたことに加えてこの回路の複雑さも関係しています。
何故なら、束ねた線はLとRとGNDの3本があり、3本目のGNDの存在の影響もあるからです。

確実に言えるのは以下の4つです。
(1)信号の漏れの大きさはボリュームの抵抗値の大きさに比例する。
(2)信号の漏れの大きさは線の長さに比例する。
(3)信号の漏れの大きさは周波数に比例する。
(4)信号の漏れの大きさは線の接近具合で変わる。
 

初めて書き込みさせていただきます

 投稿者:yoshidano2001  投稿日:2017年 1月21日(土)15時47分9秒
編集済
  初めて書き込みさせていただきます。
私は理屈を捏ねるのが趣味の無礼者ですので気を悪くされないようよろしくお願いいたします。
「製作していると、いろいろな疑問が湧いてくる」で紹介されていますシールド線を
使わない場合のLRクロストークですが、私の計算では8pFの10KHzにおけるインピーダンスは
1/2πfCですからおおよそ2MΩと思います。片や回路のインピーダンスはDAC出力インピーダンスは
十分低いと想定すると25KΩが並列と等価ですので12.5KΩ。
したがってクロストークはこのインピーダンス比の12.5KΩ/(12.5KΩ+2MΩ+12.5KΩ)になり概算22dBと思いました。
しかし実測は50dB以上のようです。私の計算が間違っているのか、考え方が間違っているかの
どちらかなのですが、アドバイスいただけたらうれしいです。
(初めての書き込みで大変な無礼失礼いたします)  
 

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